安捷倫頻譜分析儀使用問題解答

安捷倫頻譜分析儀使用問題解答
01. 是否可以將頻譜分析儀當做網絡分析儀使用？
02. 頻譜分析儀在零掃寬能夠測得的最快脈衝上升時間是多少？
03. 怎樣設置矢量信號分析儀(VSA)測量I和Q增益和相位？
04.怎樣計算VSA (矢量信號分析儀)上EVM (誤差矢量幅度)測量的不確定性？
05. 如何在矢量信號分析儀（VSA）上測量FM或PM偏移和速率？
06. 如何在頻譜分析儀或矢量信號分析儀上測量功率譜密度(PSD)？
07. 當清晰信號應用到射頻輸出端時，為什麼頻譜分析儀間距中發現了雜散信號？
08. 怎樣使用頻譜分析儀、前置放大器和信號發生器測量噪聲係數?
09. 分辨率帶寬(RBW)和視頻帶寬有什麼區別?
10. PSA係列頻譜分析儀允許直流電壓輸入嗎？ 如果允許那麼最大直流輸入電壓是多少？
11. 在矢量信號分析儀(VSA)上，峰值/均值功率統計和互補累積分布函數(CCDF)之間有什麼關係?
12. 在應用過程中，如何確定和設定矢量信號分析儀的采樣率？
13. 噪聲標記功能如何在頻譜分析儀上工作呢？
14. Agilent 89400係列分析儀怎樣解調偏置QPSK信號?
01. 是否可以將頻譜分析儀當做網絡分析儀使用？
是的，有2種方法可將頻譜分析儀當作網絡分析儀使用，但是都隻能進行標量測量
方法1：使用頻譜分析儀內置的跟蹤信號源。大部分安捷倫頻譜儀可以加裝這個選件。如果要測量反射係數，則還需要一個定向耦合器去采集反射功率。
方法2：使用獨立的源。如需要可配上耦合器。前提是頻譜儀的掃描速度要快過信號源的掃描速度。但這種方式通常不被推薦，因為它的準確性較低。
對於校準，可用到的方法是歸一化的方法。這種方法把接收機和源的頻率響應移除。然而，矢量網絡分析儀采用更強大的誤差校準技術，還可以消除不匹配和交調帶來的的影響。這就意味著，一般來講，和頻譜分析儀方法相比較，網絡分析儀可以進行更準確的測量。
02. 頻譜分析儀在零掃寬能夠測得的最快脈衝上升時間是多少？
測得的上升時間一般不會超過頻譜分析儀的最佳上升時間。分析儀的上升時間由下麵這個公式來確定：
Tr = 0.66/max RBW，
其中RBW為分辨率帶寬。
例如，在 PSA (E4440A、E4443A、E4445A、E4446A或E4448A)中，RBW最大值為8 MHz。因此，最快的上升時間為：
0.66/8 E6 = 82.5 nS。
然而，RBW過濾器帶寬誤差為± 15%，額定值（中心頻率= 3 GHz），因此上升時間範圍在71.7 nS到97 nS之間。
參見具體頻譜分析儀的技術資料或規範指南。
03. 怎樣設置矢量信號分析儀(VSA)測量I和Q增益和相位？
在使用89600S或89400係列矢量信號分析儀時，必須有兩個基帶信道輸入。把I或Q信號連接到信道1上，把另一個信號連接到信道2上。確保89400處於矢量模式下，或已經打開89600的VSA (非標量)應用程序。
在89400上，選擇：Instrument Mode > receiver > IF section (0-10 MHz)。
在89600上，選擇：Input > Channels > 2 channels.
設置4個網格(89400: Display > 4 grids stack; 89600: Display > Layout > Stacked 4).
對軌跡A，選擇Measurement Data spectrum ch1 和 Data Format log magnitude。
對軌跡B，選擇Measurement Data spectrum ch2 和 Data Format log magnitude。
對軌跡C，選擇Measurement Data frequency response 和 Data Format log magnitude。(在89600上，必須先選擇Cross Channel，然後再選擇Freq Response)
對軌跡D，選擇Measurement Data frequency response 和 Data Format wrap phase。
選擇量程，以使OV1 (ADC過載消息)消失。
自動定標所有軌跡。
現在，可以使用標尺，在軌跡C中進行增益測量，在軌跡D中進行相位測量。
在89400上，按藍色Shift鍵 > A, Shift > B, Shift > C 和 Shift > D，激活所有標尺。然後選擇Markers > couple markers on。使用旋鈕，把標尺滾動到感興趣的標尺上。
在89600上，選擇Markers > Position，勾選Marker and Couple Mkrs。把標尺移動到感興趣的頻率上。
任何正弦波測量圖像：


04.怎樣計算VSA (矢量信號分析儀)上EVM (誤差矢量幅度)測量的不確定性？
E4406A、89400係列和89600係列矢量信號分析儀以略微不同的方式規定了EVM (誤差矢量幅度)精度。
為了計算EVM測量的不確定性，E4406A同時規定了精度和本底誤差。精度指標適用於遠遠高於本底噪聲的EVM測量。本底是誤差可以測得的EVM的最低值。本底誤差與DUT (被測設備)的EVM不相幹 (類似於噪聲)，在測量接近本底時會提高。這些誤差與精度誤差加在一起。
例如，對cdmaOne專用測量模塊(E4406A上的選項BAC)中的QPSK EVM測量，本底誤差是2.5%，精度是±0.5%。如果DUT的EVM是5%，那麼本底誤差計算方法如下：
　　　SQRT(EVMDUT2 + EVMSPEC2) - EVMDUT
　　　SQRT(5%DUT2 + 2.5%SPEC2) - 5%DUT = 0.59%
最大測量值是：
　　　EVMDUT + 本底誤差 + 精度
　　　5% + 0.59% + 0.5% = 6.09%
最小測量值是：
　　　EVMDUT - 精度
　　　5% - 0.5% = 4.5%
(本底誤差不影響最小測量值)
因此可以在4.5 - 6.09%範圍內任何地方測量DUT的EVM。
與E4406A相比，89400和89600 VSA的EVM精度規範隻提供了殘餘EVM，這與本底誤差相同。殘餘EVM是可以測量的最低EVM，也是硬件導致的不確定性等於DUT不確定性的電平。例如，對使用選項AYA大於1MHz的跨度(也適用於其它條件)，89441A擁有1% rms的殘餘EVM。對超過這一值的測量，沒有規定的或保證的精度。
產品用戶可以隨意假設在超過本底噪聲時，DUT的誤差遠遠超過分析儀的誤差，因此分析儀的不準確性是可以忽略不計的。用戶也可以選擇使用額定的DUT誤差，對分析儀的殘餘EVM求RSS (和平方根)，其前提假設是它們互不相關。但是，安捷倫公司不讚成或支持這些方法。事實上，除本底誤差外，任何分析儀還會引入部分誤差，但89400或89600係列中沒有指明此類誤差或提供相關保證。
因此，可以從儀器技術數據中計算得出E4406A 上EVM測量的不確定性，而對89400或89600 VSA上相同的測量計算不確定性時，則要求最終用戶提供部分數據。

05. 如何在矢量信號分析儀（VSA）上測量FM或PM偏移和速率？
用戶可以在89410A、89441A或89600S係列矢量信號分析儀的矢量模式或模擬解調模式下進行這些測量。
1) 在矢量模式下，將載波置於掃寬的中心位置，並將掃寬設置為包括調製信號的所有重要邊帶。在下麵的89600S示例中，信號發生器的載波設置為1GHz，速率設置為10kHz（正弦波），峰值頻偏設置為100KHz。分析儀的中心頻率設置為1GHz，掃寬設置為500kHz，默認頻率點數量誰知為801（89600）或401（89400）。設置範圍，使OV1消息剛好消失。
以群延遲格式設置通道1主時間的B（底部）跡線。在該格式中，Y軸表示頻率，X軸表示時間。現在暫停信號並在時域波形（B跡線）的峰值上作一個標記。設置負峰值的偏置標記，並從顯示器底部的標記結果讀出峰峰值偏置。在本例中，標記讀數為200.46 kHz。同時，標記還可以讀出調製正弦波的半周期，50uS。將此結果加倍並計算倒數，得到FM速率：1/(2*50?S) = 10kHz。
您也可以通過選擇Markers > Calculation並單擊Analog Demod Carriery單選框（89600S）,或通過選擇Marker Function > demod carrier（89400）來顯示載波頻率。
此方法也可用於相位調製。此方法之所以可行，是因為VSA IQ檢測階段像外差混頻器一樣提取調製信號。
2) 在模擬解調模式下，使用與矢量模式相同的中心頻率、掃寬和範圍，並在模擬解調屬性菜單中選擇FM解調和FM載波頻率。注意，A跡線數據現在必須是Ch.1 FM Spectrum（通道1頻率調製頻譜），B跡線數據是Ch.1 FM Main Time（通道1頻率調製主時間）。在B跡線中，Y軸仍表示頻率。


暫停信號並在A頻譜跡線的峰值上做標記，得到FM速率的標記結果（10kHz）。將B跡線的格式轉換為實數數據，在信號的峰值上做標記，激活偏置標記並將其置於負峰值上，獲得偏移峰峰值。本例中的標記結果為200.47 kHz偏移峰峰值。
這裏的解調信號與89441A的解調信號相同。標記結果在每個跡線的頂部顯示。

同樣，此方法也可用於PM。以下是89441A上的相位解調。注意，B跡線的Y軸單位為弧度，標記結果為以弧度為單位的偏移峰峰值。


這兩個係列的VSA都不能在模擬解調模式下測量立體FM偏移。
在這些示例中，89400和89600S矢量信號分析儀都是在矢量模式或模擬解調模式下顯示FM或PM偏移和速率。

06. 如何在頻譜分析儀或矢量信號分析儀上測量功率譜密度(PSD)？
PSD測量值通常以Vrms2 /Hz或Vrms/rt Hz為單位（這裏的rt Hz指的是平方根赫茲）。或者，PSD也可以采用dBm/Hz為單位。PSA、ESA、856XE/EC或859XE等頻譜分析儀均可通過噪聲標記對功率譜密度進行測量。矢量信號分析儀比如89600S或89400，直接就有PSD測量數據類型。
在頻譜分析儀上最簡便的測量方法（測量結果以Vrms/rt Hz為單位）就是：
在振幅菜單中選擇以伏特為單位的振幅(AMPLITUDE [硬鍵] > More > Y Axis Units > Volts)。
在標記或標記功能菜單中打開噪聲標記（例如：在ESA上的選擇順序為Marker [硬鍵] > More > Function > Marker Noise）。
在期望的數據點上做出標記並觀察標記讀數。
比如，我們看到噪聲標記讀數為16 uV(Hz)或16 uV/Hz。這裏的“(Hz)”由於分子伏特不能被平方，而將噪聲結果歸一化為1Hz帶寬(RBW)，其正確的分母單位應該是根赫茲。由於1Hz的平方根仍舊是1Hz，因此並不影響結果且無需進行進一步計算。最後答案就是16 uV/rt Hz或16 uV/Hz。
您還可選擇以分貝為單位的振幅（比如dBuV）進行進一步的計算，從而獲得線性結果。同樣以16 dBuV(Hz)為例，其分貝結果通常計算如下：
20 log (伏特率)或
10 log (平方根伏特率)。
此時，我們可通過伏特率來進行計算：
16 = 20 log (uV/rt Hz)/(uVref/rt Hz)（這裏指的是1uV/rt Hz）。
逆對數16/20 = 6.3 uV/rt Hz。
在89410A、89441A或89601A矢量信號分析儀上：
選擇測量數據（Measurement Data） > PSD。
選擇數據格式(Data Format)>線性幅度(Linear Magnitude)。
在期望的數據點上做出標記並觀察標記讀數。
89410A和89441A標記讀數的默認值以Vrms/rt Hz為單位，但可在Reference Level/Scale菜單中將其轉化為Vrms2/Hz (其路徑為：Ref Lvl/Scale [硬鍵] > X & Y units setup > Y units > Vrms2/Hz)。89601A軟件的標記默認單位為Vrms2/Hz。計算標記伏特值的平方根即可將89601A上的結果轉換至以Vrms/rt Hz單位。
同樣，也可對VSA上的一段功率譜密度進行測量。如果這樣的話，首先應在89400上找到頻段功率標記菜單(Marker Function [硬鍵] > band power markers > band pwr mkr on)，選擇rms sqrt (pwr)，在期望的數據點上做垂直標記，並在顯示器底部讀出結果。在89600上，該函數可在Markers > Calculation下找到。此函數整合了標記間的線性伏特值，然後開平方根。
07. 當清晰信號應用到射頻輸出端時，為什麼頻譜分析儀間距中發現了雜散信號？
過度激勵分析儀的輸入混頻器可能會導致雜散信號。大多數頻譜分析儀（尤其是使用諧波混頻擴展調諧範圍的分析儀）都擁有二極管混頻器。將用於創建中頻信號的LO與該二極管混頻器中的輸入信號相結合時，創建內部失真。為多種混頻器輸入電平規定第2個和第3個失真產品。針對您的頻譜分析儀，可參閱校準指南或規範指南中的動態範圍曲線。無雜散動態範圍取決於混頻器中的輸入電平。
深入了解動態範圍圖表非常重要，但簡單測試可以確定顯示的雜散信號是否是一個內部生成的混合產品還是輸入信號的一部分：修改輸入衰減。衰減器是射頻輸入和第一個混頻器間的唯一一個硬件。在雜散信號上做出標記並提高輸入衰減。如果標記值沒有改變，那麼雜散信號就屬於外部信號。而如果標記值改變，信號就是內部信號或者是內外部信號的總和。繼續增加衰減，直到標記值不再改變，再開始測量。這一點就是優化第一個混頻器輸入電平的最佳值，因為此時所做的測量內部失真最低。一般來說，需要測量的動態範圍越廣，第一個混頻器的輸入電平就應該越低。
屏幕圖像下端的黃色跡線表示在輸入混頻器被過度激勵時的內部失真。衰減為零。藍色跡線表示當衰減設置為10 dB時，雜散信號所減少的電平。


08. 怎樣使用頻譜分析儀、前置放大器和信號發生器測量噪聲係數?
隻用頻譜分析儀和前置放大器，就能作許多噪聲係數測量。隻需用頻譜分析儀、前置放大器和信號發生器，就能覆蓋被測器件的頻率。這種方法的精度低於需要經校準噪聲源的Y因素技術，與所關注頻率的分析儀幅度精度相當。具體測量步驟為：
1. 把信號發生器和頻譜分析儀設置為所測噪聲係數的頻率，測量器件的增益。把該值標為Gain(D)。
2. 同樣方法測量前置放大器增益。把該值標為Gain(P)。
3. 斷開頻譜分析儀的任何輸入，把輸入衰減器設置為0dB。前置放大器輸入沒有任何連接。把它的輸出接到頻譜分析儀輸入。在作這一連接時，您會看到分析儀顯示的平均噪聲級的增加。
4. 把被測器件的輸入接至其特性阻抗，把輸出接到前置放大器輸入。此時分析儀顯示的噪聲級應增加。
5. 把頻譜分析儀視頻帶寬（VBW）設置為分辨率帶寬的1%或更低。按標記功能（MKR FCTN）鍵，然後按Noise Marker On軟鍵。把標記放置在所要測噪聲係數的頻率上。讀以dBm/Hz為單位的標記噪聲功率密度讀數，把它標為Noise(O)。
6. 然後計算被測器件的噪聲係數NFig：NFig = Noise(O) - Gain(D) - Gain(P) + 174 dBm/Hz
09. 分辨率帶寬(RBW)和視頻帶寬有什麼區別?
RBW是您能隔離兩個信號，並還能看到它們的最小帶寬。RBW也會影響KTB噪聲係數功率，因為RBW每改變10倍，KTB功率改變10dB。
視頻帶寬濾波器噪聲。視頻帶寬用於平均，它等效一個低通濾波器。為過濾噪聲，視頻帶寬通常設置得較窄，但又不過窄，因為這會減慢掃描時間。
在特定情況下視頻帶寬可設置得較寬。一個例子是不需要，或不要求平均。另一個例子是在零跨距時測量AM。為測量AM，視頻帶寬需要足夠寬。

10. PSA係列頻譜分析儀允許直流電壓輸入嗎？ 如果允許那麼最大直流輸入電壓是多少？
E4440A, E4443A和E4445A具有交流和直流耦合功能，但E4446A,E4447A和E4448A隻有直流耦合功能。在直流耦合狀態下，頻譜儀允許輸入的最大直流電壓為±0.2V，此時不可有直流電輸入。在交流耦合狀態下，頻譜儀允許輸入的最大直流電壓為±100V，但此時頻譜儀內的隔直電容會過濾掉頻率低於20MHz的信號。
E4440A，E4443A和E4445A默認設置在交流耦合狀態，所以若使用這些型號頻譜儀測量低頻 (小於20MHz) 信號時，在保證無直流電壓輸入的前提下，切換到直流耦合狀態進行測量。

11. 在矢量信號分析儀(VSA)上，峰值/均值功率統計和互補累積分布函數(CCDF)之間有什麼關係?
這些測量指標對給定波形是相關的，但並不明顯。首先，89400係列矢量信號分析儀上的峰值/均值功率統計及CCDF 89400和89600係列VSA上的CCDF函數都是在時域數據上執行的，這些數據在測量時長上可以累積。
通過峰值/均值統計(Marker Function > peak/average statistics)菜單，針對用戶輸入的概率(如99%峰值百分比)，用戶可以顯示峰值功率值、平均功率值和峰值均值功率比。可以以任何格式對時域數據進行計算，結果用電壓2 rms表示。例如，一個信號測得的值可以是平均功率32.581mV2，峰值功率35.442mV2，99%時峰值均值功率比1.0。最後的結果應該讀作"在99%的時間內，信號峰值等於或位於與信號平均功率值之比1.0的範圍內"，或反之"在1%的時間內，峰值將超過信號平均功率值之比1.0"。
CCDF測量以圖形方式表示相同數據，但結果用dB表示。它對時域數據進行計算，方式與上麵的方式相同。信號的平均功率值分配給圖形原點處的"0"，在顯示器頂部也用dBm顯示。X軸表示超過平均值的dB，Y軸標度為百分比，可以和上麵一樣理解為"百分比概率"或"時間的百分比"。
對上麵測量的同一信號，CCDF圖中顯示的平均值是-1.86dBm。其與32.581 mV2的統計平均值的關係如下：
-1.86dBm = 10 log(0.032581/50)/1mW.
在標尺放在1%處的曲線上時，標尺讀數是+0.36dB。這應該讀作"在1%的時間內，峰值將超過信號平均值0.36dB"或"峰值將超過平均值0.36dB 的概率為1%"。在上麵測得的峰值功率35.442 mV2轉換成dBm，並使用下述公式減去
1.86dBm平均值時，可以把它與線性統計結果關聯起來：
10 log(0.035442/50)/1mW = -1.4945dBm
-1.4945dBm - (-1.86dBm) = 0.36dB.
為從CCDF曲線中獲得最大峰值均值功率比，隻需把標尺放在曲線的最低點上(X軸的最右麵)。這裏，結果再次用參考平均功率值的dB表示。

12. 在應用過程中，如何確定和設定矢量信號分析儀的采樣率？
對於89600S或89400係列矢量信號分析儀，當其未處於記錄（或稱瞬時捕獲）模式時，采樣率由用戶所選的間隔決定。對於縮放時間（即起始頻率不是0 Hz），公式為：
采樣率（Hz）＝1.28×用戶所設時間間隔。
對於基帶時間（例如，起始頻率為0 Hz），公式為：
采樣率（Hz）＝2.56×用戶所設時間間隔。
為將采樣率變為你所期望的值（例如89600s中的縮放時間為20MHz），隻須將時間間隔調整為：
20 MHz/1.28 = 15.625 MHz。
通過在主時間跡線（Main Time trace）（預置後的跡線為B）的第一個數據點上設置標記，您就可以查看相應的采樣時間間隔（50 納秒）。
然而，在記錄模式或瞬時捕獲模式中，采樣率通常按照下麵的公式來計算：
采樣率（Hz）＝1.28或2.56×基本時間間隔，
這裏，常數取決於縮放時間或基帶時間。
用戶可以從前麵板中選取基本時間間隔，並將其定義為：
最大時間間隔/2n，此處n是整數。
例如，在89441A矢量信號分析儀中，最大時間間隔是10 MHz，所以基本時間間隔是10MHz、5MHz、2.5MHz、1.25MHz、625kHz、312.5kHz、156.25kHz、78.125 kHz、39.0625 kHz、19.53125 kHz、9.765625 kHz等。您可以選取時間間隔函數（Frequency（頻率）>span（時間間隔）>full span（全部時間間隔））查看這些間隔值，並通過點擊下箭頭來減少時間間隔。一般說來，除前三個時間間隔（10 MHz、5 MHz和2.5 MHz）外，其它每個時間間隔都是基本時間間隔。
在89611A、89640A或89641A矢量信號分析儀中，最大時間間隔是37.109375 MHz，故基本時間間隔是37.109375 MHz、18.5546875 MHz等等。在89610A中，最大時間間隔是39.0625 MHz，基本時間間隔可通過相同的方式來確定。您也可以通過點擊應用程序中的下箭頭來查看基本時間間隔。
如果用戶沒有選擇基本時間間隔，它將記錄下一個更高的基本時間間隔，並由該間隔決定采樣率（或采樣間隔）。與常規采集模式不同，您不能通過回放記錄來查看瞬時捕獲的采樣間隔，除非您選擇對基本時間間隔進行回放。
例如，您將89600S的時間間隔設置為20 MHz，並做記錄。因為20 MHz不是基本時間間隔，所以將通過下一個更高的基本時間間隔進行記錄（即37.109375MHz）。然後你選擇在20 MHz的時間間隔中回放記錄，並在主時間跡線裏的第一個數據點上做標記，那麼顯示的采樣間隔是39.0625 納秒。那表明采樣率為：
1/39 nS=25.6MHz
或
1.28×20MHz=25.6MHz。
您也可以用.csv文件格式來保存記錄，並在Excel中打開。標頭信息顯示采樣時間間隔是XDelta =39納秒。然而，原始的主時間數據實際上通過如下采樣率捕捉：
1.28×37.109375MHz=47.5MHz
采樣間隔是21納秒！您可以用.sdf文件格式保存記錄，並將文件轉化為ascii.格式，即可查看該間隔。標頭信息顯示x ＝21納秒。（這是89400信號分析儀可以使用的唯一文件格式，而且轉換可通過SDF工具來完成。）
因此，將記錄存儲為除sdf以外的任意格式或者在非基本時間間隔內回放波形都將會自動引起重新采樣，並產生39納秒的采樣間隔，或25.6 MHz的采樣率。如果您希望從89600S中將時間數據下載至ESG或PSG-C信號發生器，並且使其ARB采樣率與其原始數據相匹配，那麼了解這一點非常有用。如果您下載的是記錄，那麼采樣率可達47.5 MHz；但如果您從寄存器中下載的是時間跡線數據，那麼采樣率將為25.6 MHz。
注意：不論您是選取常規數據采集模式，還是選取記錄/瞬時捕獲模式，原始主時間（Raw Main Time）數據都在數字轉換器範圍之外，其取值通常都是基本時間間隔。這樣的數據不正確。如果用戶選取非基本時間間隔方式查看數據，那麼為了生成兩位數的FFT采樣數據，儀器就會重新采樣。

13. 噪聲標記功能如何在頻譜分析儀上工作呢？
噪聲標記算法的工作原理與8590、8560、ESA 和 PSA 係列頻譜分析儀非常類似。最大的差異在於所用的檢測類型。所有這些分析儀使用如下等式來對標記噪聲功率進行計算：


該值等於左麵端點x1加上右麵端點 x2（0.05 * 間距總長，其中，該端點位於噪聲標記的中心）的總和。
Px 值為所標明的跡線數據在點 x 處的值與參考值的功率比，例如，如果 x = -60 dB，則其值為 0.000001。
Span/FreqPts （間距/功率Pts）- 1 為跡線數據點的間距。
NBW 在下麵的說明 1 中進行了定義。
8590 和 8560 係列
通過按下MKR FCTN > MK NOISE ON（859XE）或MKR > MKRNOISE ON（856XE/EC），可訪問“標記功能”或 “標記菜單”中的噪聲標記功能。當噪聲標記啟動時,
樣本檢測會被激活，
使用等式來計算頻率間隔中的總功率，
支持RBW 濾波器成形因素的修正會被應用1，
對視頻平均值錯誤的糾正會被應用2，
結果將標準化為 1 Hz 帶寬，並顯示為 dBx（1 Hz），其中 x 取決於所選的振幅單元，如 dBm （1 Hz）
要得到準確的測量結果，請確保噪聲標記已安裝，以便所有數據點均位於本底噪聲之上。數據點幾乎占用了859XE上的一個水平格部分或間距的 5%，在這部分水平格中有固定的401個顯示點；同時856XE的一半區域有固定的601個點。
1分辨率帶寬（RBW）濾波器的近高斯形狀被糾正為可傳遞相同噪聲功率的矩形等效噪聲帶寬（NBW）。糾正因數範圍為在濾波器 > 或 = 1 kHz 情況下， 3 dB 帶寬的1.128倍。
2由於在對數據點的對數值求平均數過程中，以及噪聲信號的顯示區間產生了錯誤，因此會導致2.51 dB響應不佳（under-response）。
ESA和PSA係列
通過按下Marker> More > Function > Marker Noise (ESA)）或Marker Fctn > Marker Noise (PSA)），可訪問標記或標記功能菜單中的噪聲標記功能。當噪聲標記啟動時，
如果檢測器設置為Auto（自動）（缺省情況），則平均值檢測會被激活。
平均值類型設置為功率（RMS）4，
通過上述等式，即可計算出頻率間隔內的總體功率。
對RBW濾波器成形因素的糾正會被應用，
結果將標準化為 1 Hz 帶寬，並顯示為 dBx（1 Hz），其中 x 取決於所選的振幅單元，如 dBm （1 Hz）
3早期的分析儀中不具備平均值檢測器類型。檢測器按照所選的平均值類型，對頻率分段中的所有數字化的數據求平均值。 See note 4.
在 ESA 中，如果RBW
4由於功率（RMS）平均值對電壓數據（由分段內部除以分析儀中的Zin得出）的平方和求平方根，因此它計算的是真實平均功率。然而，如果用戶選擇對數功率（視頻）平均值，2.51 dB響應不佳（under-response）錯誤可以被彌補。在PSA中，用戶也可以選擇電壓平均值，在此情況下，1.05 dB響應不佳（under-response）可以被彌補。

14. Agilent 89400係列分析儀怎樣解調偏置QPSK信號?
很容易了解如何通過把矢量信號分析儀與信號源相接解調OQPSK。例如，我用Agilent E4432B ESG- D把OQPSK設置為2GHz，使用alpha為.35的升餘弦濾波器，符號率為 200k符號/秒。然後把89441A設置為解調該信號.
您可耦合星座圖、I和Q眼圖和誤差表四象限顯示的標記。在移動標記時，可看到I和Q使用的哪些符號狀態到達符號表中的任何單一狀態。按IS95標準，Q數據比I數據延遲0.5 個符號，因此對任何給定符號首先評估I值，然後在1/2個符號時鍾周後評估Q值。
例如，眼圖可能顯示第一個符號（把標記移動到符號1.0）是I判定（或樣本）點，而Q是躍變。因此VSA僅在這一瞬間評估I數據，在我的眼圖中為低（“0”）。對照在表格中對我的信號已記錄的數據。在Agilent 89441A的符號表中由標記加亮的這一比特結果對於符號#1.0是“10”。“1”是Q信息，但因Q在躍變中而無效。“0”是I信息，由於I在判定點而有效。第1.5個符號（把標記移動到符號1.5）是Q的采樣點，此時I在躍變。在我眼圖的采樣點中Q為高（“1”）。最終比特結果是10（Q高，I低），這是我標準定義（Q=1，I=0）的左上象限態。也就是說符號 1.0（I）＋符號1.5（Q）=狀態。由於該采樣是在符號時鍾的半個周期上進行，符號將沿躍變路徑和圍繞星座圖的四種狀態分布。隻有最後狀態（或第X.5個符號）用於計算EVM。在我的設置中EVM為0.8%。
這裏是幫助說明的一些表格數據。表中粗體字的比特結果對應默認標準定義星座圖中的正確狀態。用戶可編輯該定義（見Agilent 89440A/89441A操作指南8-12頁）。為使表格和星座圖和I/Q波形圖相一致
符號 , 比特結果: 第1比特 = Q, 第2比特 = I
應牢記這些注意事項：
1. 顯示標準定義 ( "解調製式" 菜單中的F7)，保證與您的定義一致。
2. 必須在 [TIME] 菜單中規定一個偶數的點/符號。
3. 除了用2點/符號（相對1點/符號）計算EVM、峰EVM、相位誤差和幅度誤差外，對於OQPSK，VSA使用與其它製式同樣的誤差計算方法。
4. 符號率 = I 或 Q 時鍾率。